При ШИМ по знаку аналогового моделирующего сигнала b(t) (рисунок А) изменяется ширина (длительность импульсов (в)) поднесущей при постоянстве их амплитуды и частоты следования.

ШИМ иногда называют длительная импульсная модуляция ДИМ.

Различают ОДНО- и ДВУХСТОРОННЮЮ ШИМ.

При односторонней ШИМ изменение ширины импульса происходит лишь благодаря смещению среза импульса (ШИМ-1) (рисунок Б)

А при двухсторонней срезу и фронту импульса ШИМ-2(Рисунок Г)

Наиболее широко применяется ШИМ-1

И будем пологать, что моделирующий сигнал

изменяется по гармоническому закону, по которому

ширина импульсов равна:

Где
-девиация длительности импульсов

Подставляя это значение в предыдущее

выражение получим спектральный сигнал ШИМ сигнала.

Модулятор сигналов с ШИМ удобнее всего выполнять на интегральных микросхемах (ИМС)

На вход 2 подаётся импульсная поднесущая

На вход 5 – аналоговый моделирующий сигнал b(t)

Демодулятор ШИМ чаще всего бывают ФНЧ

27. Фазо-импульсная модуляция. Модуляторы фим сигналов.

При ФИМ по закону моделируемого аналогового сигнала b(t) изменяется только временное положение видеоимпульсов поднесущей, а их амплитуда и длительность остаются неизменной.

Если продифференцировать по времени сигнал ШИМ, то получаются положительные и отрицательные импульсы.

Положительный импульс соответствует фронту сигнала ШИМ, а отрицательный его срезу.

При односторонней ШИМ положительные импульсы неподвижны, а отрицательные смещаются пропорционально моделирующему сигналу b(t) по оси времени.

Неподвижные импульсы могут быть устранены с помощью однополупериодного выпрямителя с активной нагрузкой, а оставшиеся импульсы представляют собой ФИМ сигналы.

Модулятор ФИМ сигналов в этом случае состоит из модулятора ШИМ к выходу которого подключено дифференцирующее устройство ДУ и однополупериодный выпрямитель ОВ. (см. рисунок)

Аналитическое выражение ФИМ сигнала имеет вид:

- амплитуда импульса

-функция, описывающая огибающую измерительного импульса.

- довиацию временного положения измерительного импульса

-значение передаваемого сообщения в момент времени

Частотный спектр ФИМ сигналов аналитически трудно представить

Приближённое значение для амплитуды передаваемого гармонического сигнала в спектре ФИМ равно:

Где
- частота сообщения

- длительность импульсов

Амплитуда передаваемого сигнала в спектре ФИМ очень мала (намного меньше, чем в спектрах АИМ и ШИМ и является функцией моделирующей частоты
, т.е искажена).

Поэтому демодуляция сигналов ФИМ с помощью ФНЧ непосредственно невозможно.

Их преобразуют в сигналы АИМ или ШИМ.

28. Частотно-импульсная модуляция. Детекторы чим сигналов.

Детектор может быть выполнен по схеме

Где Ф -канальный фильтр; АО -амплитудный ограничитель; ДЦ -дифф. цепь; ДВ -двухполупериодный выпрямитель с активной нагрузкой; ОВ -одновибратор; Д -детектор с удвоением напряжения; ФНЧ -фильтр нижних частот.

Работа детектора поясняется с помощью временных диаграмм.

Пройдя узкополосные цепи канала связи, ЧИМ-сигнал становится похожим на аналоговый ЧМ-сигнал. Блоком АО он глубоко ограничен по амплитуде с двух сторон так, что на его выходе имеют место одинаковые прямоугольные импульсы разной частоты следования и длительности. В блоке ДЦ эти импульсы дифференцируются по времени, в результате чего на его выходе UДЦ (t) представляет собой фронты и срезы. Последние представляют собой очень узкие разнополярные импульсы, которые в блоке ДВ преобразуются в однополярные Uдв(t) , увеличивая тем самым частоту следования в два раза. В блоке ОВ формируются одинаковые импульсы прямоугольной формы одной длительности, но разной частоты следования, которые поступают на вход блока Д. Принципиальная схема блока Д:

На выходе схемы имеет место переданный аналоговый сигнал Uд(t). В некоторых случаях блок ОВ исключают. Высокая стабильность параметров данного детектора обусловили широкое применение его даже для аналоговых ЧМ-сигналов.

Широтно-импульсная модуляция состоит в изменении ширины (длительности) импульсов, следующих друг за другом с постоянной частотой. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ, англ. Pulse-width modulation (PWM)) - приближение желаемого сигнала (многоуровневого или непрерывного) действительным бинарным (с двумя уровнями - вкл/выкл), так что в среднем, за отрезок времени, их значения равны. Основным регулирующим фактором выступает относительная длительность импульсов или коэффициент заполнения

,

где Т – период следования импульсов. При односторонней ШИМ, опорное напряжение представляет собой периодические пилообразные колебания. В этом случае модуляция осуществляется изменением положения только одного фронта импульса. Для двусторонней ШИМ, требуется треугольное (желательно равностороннее) опорное напряжение. Двусторонняя ШИМ, обладает более высоким быстродействием, чем односторонняя, поэтому ее применяют чаще. Если входной сигнал – биполярный, то должны меняться полярность и среднее значение выходного напряжения. При этом возможны два типа модуляции разнополярная ШИМ и однополярная ШИМ.

1. Формулировка задания

В данной курсовой работе разрабатывается широтно-импульсный модулятор со следующими параметрами:

Таблица 1. Содержание задания

2. Разработка функциональной схемы устройства

Рассмотрим функциональную схему и принцип работы устройства.

Рисунок 1 – Функциональная схема

Генератор прямоугольных импульсов необходим для образования импульсов на следующем блоке – ГЛИНе.

Исходя из задания, определяем, что в качестве опорного напряжения должны быть «треугольники». На выходе ГЛИНа имеем треугольные импульсы, которые являются тем самым опорным напряжением, подаваемым на компаратор.

Компаратор устройство, на отрицательный вход которого подаётся опорный сигнал в виде треугольников, а на положительный − модулируемый непрерывный аналоговый сигнал.

По заданию, модулируемым сигналом является синусоида с частотой 200Гц.

Так же согласно заданию, амплитуда выходных сигналов, должна быть 10В. Нужную амплитуду обеспечивает электронный ключ.

3. Функциональные блоки

3.1 Генератор прямоугольных импульсов

Кварцевый генератор - генератор колебаний, синтезируемых кварцевым резонатором, входящим в состав генератора. Обычно обладает небольшой выходной мощностью.

Внешнее напряжение на кварцевой пластинке вызывает её деформацию. А она, в свою очередь, приводит к появлению зарядов на поверхности кварца (пьезоэлектрический эффект). В результате этого механические колебания кварцевой пластины сопровождаются синхронными с ними колебаниями электрического заряда на её поверхности и наоборот.

Для обеспечения связи резонатора с остальными элементами схемы непосредственно на кварц наносятся электроды, либо кварцевая пластинка помещается между обкладками конденсатора.

Используем Генератор Пирса. В схеме используется минимум компонентов: один цифровой инвертор, один резистор, два конденсатора и кристалл кварца, который действует как высокоизбирательный элемент фильтра.

Генератор с RC частотно-задающей цепью, принцип его работы основан на процессе зарядки-разрядки конденсатора С через резистор R. Через этот резистор осуществляется ООС по постоянному току, а через конденсатор-ПОС по переменному.

Второй инвертор в схеме генератора предназначен для уменьшения длительности фронтов формируемого прямоугольного колебания. Это необходимо для уменьшения влияния последующей схемы на стабильность колебаний задающего генератора, а также для более надёжной работы цифровых счётчиков делителя частоты.

Рисунок 2 – Блок 1. Генератор прямоугольных напряжений

Схема делителя частоты до значения нужной частоты. Для реализации делителя потребуется микросхема 561ИЕ16.

3.2 Генератор линейно изменяющегося напряжения

Этот блок представляет собой генератор треугольного напряжения. В настоящее время генераторы с малым коэффициентом нелинейности (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

В частности, распространены генераторы на основе интегратора, управляемого входным импульсом напряжения прямоугольной формы. Элементами схемы являются источник питания, зарядный резистор R 6 , конденсатор С3 и разрядный транзистор VT1. Выходное напряжение генератора представляет собой, усиленное операционным усилителем, напряжение на конденсаторе. ОУ охвачен отрицательной (R 5 и R 9) и положительной (резистор R 10) обратными связями.

Рисунок 3 – ГЛИН

Генератор работает следующим образом. В момент, когда полевой транзистор VT1 закрыт, происходит заряд конденсатора С3 через резисторы R10 и R7. Как только мы подаем импульс на VT1, происходит разряд конденсатора этот полевой транзистор.

3.3 Компаратор

Данный блок представляет собой компаратор, суть работы которого заключается в сравнении двух входящих сигналов, и получении на выходе импульсов различной длительности. На отрицательный вход подаётся опорный сигнал, т.е. «треугольные импульсы», а на положительный - сам модулируемый непрерывный аналоговый сигнал. Частота импульсов соответствует частоте треугольных импульсов. Ту часть периода, которую входной сигнал выше опорного, на выходе получается единица, ниже - нуль.

Рисунок 4 - Компаратор

3.4 Электронный ключ

Для получения на выходе импульсов нужной амплитуды используем транзистор VT2 и элемент «И-НЕ» DD5. Резистор R13 ограничивает ток на вход базы транзистора. Резистор R15 является нагрузкой.

Рисунок 5 – Схема электронного ключа

4. Расчётная часть и выбор элементов схемы

4.1 Расчет генератора импульсов

На рисунке 6 показан генератор, со стоящий из активного элемента – инвертора – и пассивного элемента – кварцевого резонатора.

Рисунок 6 – Кварцевый генератор

Вместо одного инвертора можно поставить любое нечетное количество инверторов.

Рисунок 7 – Эквивалентная схема замещения

Эквивалентная схема кварцевого резонатора показана на рисунке 7.

Генератор Пирса – одна из наиболее популярных схем. Она является основой практически всех генераторов на одном вентиле. Кварц ведет себя как большая индуктивность, так как он подключен параллельно. Роль нагрузки на выход резонатора играют конденсаторы C1 и C2. Конденсаторы C1 и C2 играют роль нагрузочной емкости кварцевого резонатора.

В качестве резонатора выбираем кварцевый резонатор: KX-49 номинальная частота которого - 2.4576 МГц. В таблице 2 приведены параметры кварцевого резонатора.

Таблица 2 Параметры KX-49

С L	R 1	C 0	F
30пФ	200 Ом	7пФ	2,4576 МГц

Резистор R1 предназначен для автоматического запуска генератора при включении питания. Этот же элемент определяет коэффициент усиления инвертора, и чем больше будет этот коэффициент усиления, тем более прямоугольные колебания будут формироваться на его выходе, а это, в свою очередь, приведёт к снижению тока, потребляемого кварцевым генератором. Выберем номинал резистора R1 равным 1Мом.

Резистор R2 увеличивает импеданс цепи, с тем чтобы вместе с конденсатором C2 увеличить фазовый сдвиг. Это нужно для того, чтобы генератор заработал на нужной, а не на большей частоте. Резистор также изолирует выход инвертора от цепи резонатора и этим сохраняет прямоугольную форму импульса. Номинал резистора должен быть примерно равен импедансу нагрузки Z L , который можно вычислить по приведенной формуле:

Импульсы с частотой f=2,4576 МГц поступают на счетчик ИЕ16, с Q7 выхода счетчика получаем импульсы с частотой f/ 256=9.6 кГц.

4.2 Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения

В качестве генератора линейно изменяющегося напряжения выбирается схема на рисунке 5.

Рассматриваемый ГЛИН выполнен на базе интегратора напряжения (DD2, RC- цепь, источник питания U1), управляемого генератором прямоугольных импульсов и источника питания U1. Когда транзистор закрыт, через него протекает неуправляемый (начальный) ток стока. При открытом транзисторе ток через транзистор должен определяться величиной сопротивления нагрузки и напряжением питания.

Метод широтно-импульсной модуляции (ШИМ) является одним из наиболее эффективных, с точки зрения улучшения качества выходного напряжения АИН. Основная идея метода заключается в том, что кривая выходного напряжения формируется в виде серии высокочастотных импульсов, длительность которых изменяется (модулируется) по определенному закону, в большинстве случаев – синусоидальному. Частота следования импульсов называется несущей (или тактовой) частотой, а частота, с которой осуществляется изменение длительности импульсов, – частотой модуляции. Поскольку несущая частота обычно существенно выше частоты модуляции, то гармоники кратные несущей частоте, присутствующие в спектре выходного напряжения, относительно легко подавляются с помощью соответствующего фильтра.

В настоящее время известно достаточно много видов ШИМ, классифицируемых по различным признакам . Так, например, по виду импульсов выходного напряжения различают модуляцию однополярную и двуполярную. Простейшим примером двуполярной модуляции могут служить процессы, реализуемые в однофазной полумостовой схеме инвертора (рис. 4.9). Импульсы управления, подаваемые на базы силовых транзисторов, как показано на рисунке 4.9(б), формируются в результате сравнения модулирующего, низкочастотного напряжения с опорным напряжением пилообразной формы, частота которого и является несущей частотой.

Предположим, что система управления организована так, что если мгновенное значение опорного напряжения больше, чем величина модулирующего напряжения, то включается транзистор VT2 и на нагрузке формируется импульс положительной полярности, как показано на рисунке 4.9(в). Соответственно, если опорное напряжение становится меньше модулирующего напряжения, то транзистор VT2 выключается и включается транзистор VT1, что приводит к изменению полярности напряжения на нагрузке. При активно-индуктивном характере нагрузки изменение полярности выходного напряжения происходит за счет включения обратного диода VD1, через который замыкается ток нагрузки, поддерживаемый за счет эдс индуктивности L.

При изменении модулирующего напряжения происходит изменение длительности положительного и отрицательного импульсов выходного напряжения, соответственно, изменяется среднее значение напряжения за период несущей частоты.

Совокупность этих средних значений выходного напряжения и формирует гладкую составляющую, форма которой определяется модулирующим сигналом. Основным недостатком двуполярной модуляции является большая амплитуда первой гармоники несущей частоты.

При однополярной модуляции, как показано на рисунке 4.10, в кривой выходного напряжения в течение одной полуволны модулирующего сигнала формируются импульсы только одной полярности, а вместо импульсов напряжения противоположной полярности формируется интервал с нулевым напряжением (нулевая полочка). При этом, при изменении длительности импульсов напряжения, соответственно, изменяется длительность нулевой полочки таким образом, чтобы период несущей частоты оставался постоянным.

Однополярная модуляция может быть реализована в однофазной мостовой схеме АИН при условии, что одна пара силовых транзисторов, например, VT1 и VT4 переключаются с частотой сигнала модуляции, в моменты и т.д., а вторая пара транзисторов переключается с несущей частотой. Длительность управляющих импульсов формируется таким же образом, как и в предыдущем случае, в результате сравнения опорного напряжения и модулирующего сигнала. Формирование импульса на выходе инвертора, например, положительной полярности, обеспечивается при одновременном включении транзисторов VT1 и VT2. Поскольку транзистор VT2 переключается с высокой частотой, то при его выключении транзистор VT1 остается включенным, что приводит к замыканию тока нагрузки, запасенного в индуктивности, через транзистор VT1 и диод VD3. При этом на выходе инвертора напряжение равно сумме падений напряжения на транзисторе и диоде, т.е. близко к нулю. Аналогично создается нулевая полочка и при формировании отрицательной полуволны гладкой составляющей: при выключении транзистора VT3 ток нагрузки замыкается через транзистор VT4 и диод VD2. Таким образом, полярность гладкой составляющей выходного напряжения определяется включением транзисторов VT1 или VT4, а высокочастотное заполнение и, соответственно, форма гладкой составляющей - переключением транзисторов VT2 или VT3.

Основным преимуществом однополярной модуляции, по сравнению с двуполярной, является уменьшение амплитуд высокочастотных гармоник.

Следует отметить, что однополярная модуляция в некоторых схемах, например, в однофазной полумостовой, невозможна. В этом случае для реализации однополярной модуляции приходится использовать более сложные схемы, например, схему, показанную на рисунке 4.7.

По способу формирования длительности высокочастотных импульсов различают несколько родов широтно-импулсной модуляции, наиболее распространенными из которых является ШИМ первого и второго рода. При широтно-импульсной модуляции первого рода (ШИМ-1) длительность формируемого импульса пропорциональна значениям модулирующего сигнала, выбираемым в определенные, наперед заданные моменты времени. Принцип формирования длительности импульсов при ШИМ-1 проиллюстрирован на рис. 4.11(а).

Принцип формирования длительности импульсов при ШИМ-2 показан на рис. 4.11(б). В этом случае длительность импульса определяется значением модулирующего сигнала в момент окончания импульса.

По способу изменения длительности различают одностороннюю и двустороннюю модуляцию. Например, на рис. 4.9 показана одно-

сторонняя модуляция, так как при изменении модулирующего сигнала изменяется момент выработки только заднего фронта импульса. Соответственно, на рис. 4.10 показан пример двусторонней модуляции.

Отношение величины несущей частоты к частоте модулирующего сигнала называется кратностью несущей частоты. Кратность может быть как целым числом, так и дробным, причем в общем случае кратность может быть и иррациональной дробью. Кратность существенно влияет на спектральный состав выходного напряжения, причем при дробно-рациональных кратностях в спектре выходного напряжения появляются гармоники с частотой ниже частоты модулирующего сигнала . Такие гармоники называются субгармониками, и их амплитуды растут при уменьшении кратности несущей частоты, что может приводить к нарушению нормальной работы инвертора. Для подавления субгармоник следует увеличивать кратность несущей частоты, однако при этом неизбежно увеличиваются коммутационные потери в силовых приборах инвертора.

Полезная составляющая выходного напряжения определяется формой гладкой составляющей, которая в свою очередь зависит от формы модулирующего сигнала или, как это принято называть, от закона модуляции. В настоящее время чаще всего используется модуляция по синусоидальному, трапецеидальному или прямоугольному закону. В частности, рассмотренный выше способ широтно-импульсного регулирования на несущей частоте является ничем иным, как применением ШИМ по прямоугольному закону.

• Назад
• Вперёд

Случайные новости

3.2. Алгебраические критерии стойкости

Один из первых критериев стойкости был выявленный профессором Й. А. Вишнеградским и приведенный им в роботах " О регуляторах прямой действия" и " О регуляторах косвенного действия". Критерий сформулирован для процессов, описываемых дифференциальными уравнениями третьего порядка, характеристическое уравнение которых приведено к виду: .

Рисунок 3.4 - Диаграмма, которая определяет область стойкости систем, описываемых уравнениями 3-го порядка. (Диаграмма Вишнеградского)

Если ввести обозначение и, то за Вишнеградским, для того чтобы система была стойкой необходимо, чтобы, или. На рисунке 3.4 в координатах X и Υ нанесенная гипербола ΧΥ =1, что дает границу стойкости системы. Линия между области стойкости обычно штрихуется, так что по штриховке без дополнительных объяснений можно увидеть области стойкости.

На диаграмме рисунку 3.4 нанесенная и линия границы аппериодичности, обусловленная условием с лицом точкой при значениях Х=Υ=3.

Изложенный выше критерий стойкости Вишнеградского является отдельным случаем критерия стойкости Рауса-Гурвица. Этот критерий может быть сформулирован так, в форме, предложенной Гурвицем: если система описывается линейным дифференциальным уравнением, характеристическое уравнение которого:

то для того, чтобы она была стойка, то есть чтобы все действительные корни и действительные части комплексных корней характеристического уравнения были бы отрицательные, необходимо и довольно, чтобы все коэффициенты уравнения имели бы один и тот же знак, а диагональный детерминант порядка n-1, составленный из коэффициентов уравнения, и все его диагональные миноры были бы положительными:

Диагональный детерминант составляется так:

Таким образом, для того чтобы система была стойка, нужно чтобы все коэффициенты имели одинаковый знак и все детерминанты были больше 0.

Порядок составления диагональных миноров можно разобрать на примере уравнения пятой степени:

Тогда получаем:

Для уравнения третьего порядка:

А также и.

Отметим, что при и имеем условий стойкости Вышеградского

Как критерий Вишнеградского, так и критерий Рауса-Гурвица определяют стойкость системы за коэффициентами характеристического уравнения и носят название алгебраические критерии стойкости. Рассмотрим некоторые примеры исследования стойкости с помощью критерия Рауса-Гурвица.

Пример 1. Характеристическое уравнение системы

Для этого:

Как и все коэффициенты этого уравнения больше нуля, так и детерминант есть также больше нуля – система стойкая.

Широтно-импульсная модуляция состоит в изменении ширины (длительности) импульсов, следующих друг за другом с постоянной частотой. Широтно-импульсная модуляция (ШИМ, англ. Pulse-width modulation (PWM)) - приближение желаемого сигнала (многоуровневого или непрерывного) действительным бинарным (с двумя уровнями - вкл/выкл), так что в среднем, за отрезок времени, их значения равны. Основным регулирующим фактором выступает относительная длительность импульсов или коэффициент заполнения

где Т – период следования импульсов. При односторонней ШИМ, опорное напряжение представляет собой периодические пилообразные колебания. В этом случае модуляция осуществляется изменением положения только одного фронта импульса. Для двусторонней ШИМ, требуется треугольное (желательно равностороннее) опорное напряжение. Двусторонняя ШИМ, обладает более высоким быстродействием, чем односторонняя, поэтому ее применяют чаще. Если входной сигнал – биполярный, то должны меняться полярность и среднее значение выходного напряжения. При этом возможны два типа модуляции разнополярная ШИМ и однополярная ШИМ.

1. Формулировка задания

В данной курсовой работе разрабатывается широтно-импульсный модулятор со следующими параметрами:

Таблица 1. Содержание задания

2. Разработка функциональной схемы устройства

Рассмотрим функциональную схему и принцип работы устройства.

Рисунок 1 – Функциональная схема

Генератор прямоугольных импульсов необходим для образования импульсов на следующем блоке – ГЛИНе.

Исходя из задания, определяем, что в качестве опорного напряжения должны быть «треугольники». На выходе ГЛИНа имеем треугольные импульсы, которые являются тем самым опорным напряжением, подаваемым на компаратор.

Компаратор устройство, на отрицательный вход которого подаётся опорный сигнал в виде треугольников, а на положительный − модулируемый непрерывный аналоговый сигнал.

По заданию, модулируемым сигналом является синусоида с частотой 200Гц.

Так же согласно заданию, амплитуда выходных сигналов, должна быть 10В. Нужную амплитуду обеспечивает электронный ключ.

3. Функциональные блоки

3.1 Генератор прямоугольных импульсов

Кварцевый генератор - генератор колебаний, синтезируемых кварцевым резонатором, входящим в состав генератора. Обычно обладает небольшой выходной мощностью.

Внешнее напряжение на кварцевой пластинке вызывает её деформацию. А она, в свою очередь, приводит к появлению зарядов на поверхности кварца (пьезоэлектрический эффект). В результате этого механические колебания кварцевой пластины сопровождаются синхронными с ними колебаниями электрического заряда на её поверхности и наоборот.

Для обеспечения связи резонатора с остальными элементами схемы непосредственно на кварц наносятся электроды, либо кварцевая пластинка помещается между обкладками конденсатора.

Используем Генератор Пирса. В схеме используется минимум компонентов: один цифровой инвертор, один резистор, два конденсатора и кристалл кварца, который действует как высокоизбирательный элемент фильтра.

Генератор с RC частотно-задающей цепью, принцип его работы основан на процессе зарядки-разрядки конденсатора С через резистор R. Через этот резистор осуществляется ООС по постоянному току, а через конденсатор-ПОС по переменному.

Второй инвертор в схеме генератора предназначен для уменьшения длительности фронтов формируемого прямоугольного колебания. Это необходимо для уменьшения влияния последующей схемы на стабильность колебаний задающего генератора, а также для более надёжной работы цифровых счётчиков делителя частоты.

Рисунок 2 – Блок 1. Генератор прямоугольных напряжений

Схема делителя частоты до значения нужной частоты. Для реализации делителя потребуется микросхема 561ИЕ16.

3.2 Генератор линейно изменяющегося напряжения

Этот блок представляет собой генератор треугольного напряжения. В настоящее время генераторы с малым коэффициентом нелинейности (ε<0,0) и слабым влиянием нагрузки на форму выходного напряжения создаются с использованием операционных усилителей.

В частности, распространены генераторы на основе интегратора, управляемого входным импульсом напряжения прямоугольной формы. Элементами схемы являются источник питания, зарядный резистор R 6 , конденсатор С3 и разрядный транзистор VT1. Выходное напряжение генератора представляет собой, усиленное операционным усилителем, напряжение на конденсаторе. ОУ охвачен отрицательной (R 5 и R 9) и положительной (резистор R 10) обратными связями.

Рисунок 3 – ГЛИН

Генератор работает следующим образом. В момент, когда полевой транзистор VT1 закрыт, происходит заряд конденсатора С3 через резисторы R10 и R7. Как только мы подаем импульс на VT1, происходит разряд конденсатора этот полевой транзистор.

3.3 Компаратор

Данный блок представляет собой компаратор, суть работы которого заключается в сравнении двух входящих сигналов, и получении на выходе импульсов различной длительности. На отрицательный вход подаётся опорный сигнал, т.е. «треугольные импульсы», а на положительный - сам модулируемый непрерывный аналоговый сигнал. Частота импульсов соответствует частоте треугольных импульсов. Ту часть периода, которую входной сигнал выше опорного, на выходе получается единица, ниже - нуль.

Рисунок 4 - Компаратор

3.4 Электронный ключ

Для получения на выходе импульсов нужной амплитуды используем транзистор VT2 и элемент «И-НЕ» DD5. Резистор R13 ограничивает ток на вход базы транзистора. Резистор R15 является нагрузкой.

Рисунок 5 – Схема электронного ключа

4. Расчётная часть и выбор элементов схемы

4.1 Расчет генератора импульсов

На рисунке 6 показан генератор, со стоящий из активного элемента – инвертора – и пассивного элемента – кварцевого резонатора.

Рисунок 6 – Кварцевый генератор

Вместо одного инвертора можно поставить любое нечетное количество инверторов.

Рисунок 7 – Эквивалентная схема замещения

Эквивалентная схема кварцевого резонатора показана на рисунке 7.

Генератор Пирса – одна из наиболее популярных схем. Она является основой практически всех генераторов на одном вентиле. Кварц ведет себя как большая индуктивность, так как он подключен параллельно. Роль нагрузки на выход резонатора играют конденсаторы C1 и C2. Конденсаторы C1 и C2 играют роль нагрузочной емкости кварцевого резонатора.

В качестве резонатора выбираем кварцевый резонатор: KX-49 номинальная частота которого - 2.4576 МГц. В таблице 2 приведены параметры кварцевого резонатора.

Таблица 2 Параметры KX-49

С L	R 1	C 0	F
30пФ	200 Ом	7пФ	2,4576 МГц

Резистор R1 предназначен для автоматического запуска генератора при включении питания. Этот же элемент определяет коэффициент усиления инвертора, и чем больше будет этот коэффициент усиления, тем более прямоугольные колебания будут формироваться на его выходе, а это, в свою очередь, приведёт к снижению тока, потребляемого кварцевым генератором. Выберем номинал резистора R1 равным 1Мом.

Резистор R2 увеличивает импеданс цепи, с тем чтобы вместе с конденсатором C2 увеличить фазовый сдвиг. Это нужно для того, чтобы генератор заработал на нужной, а не на большей частоте. Резистор также изолирует выход инвертора от цепи резонатора и этим сохраняет прямоугольную форму импульса. Номинал резистора должен быть примерно равен импедансу нагрузки Z L , который можно вычислить по приведенной формуле:

Импульсы с частотой f=2,4576 МГц поступают на счетчик ИЕ16, с Q7 выхода счетчика получаем импульсы с частотой f/ 256=9.6 кГц.

4.2 Расчет генератора линейно изменяющегося напряжения

В качестве генератора линейно изменяющегося напряжения выбирается схема на рисунке 5.

Рассматриваемый ГЛИН выполнен на базе интегратора напряжения (DD2, RC- цепь, источник питания U1), управляемого генератором прямоугольных импульсов и источника питания U1. Когда транзистор закрыт, через него протекает неуправляемый (начальный) ток стока. При открытом транзисторе ток через транзистор должен определяться величиной сопротивления нагрузки и напряжением питания.

Когда линейно изменяющееся напряжение Uc(t) на выходе интегратора достигнет значения напряжения срабатывания, происходит подача сигнала управления, под действием которого ключевой транзистор VT1 открывается, разряжая конденсатор. Далее процесс повторяется с периодом:

Задаемся частотой раной 9,6 кГц.

Напряжение Ucm целесообразно выбирать минимальным, чтобы исключить влияние разброса параметров используемых резисторов на коэффициент нелинейности формируемого напряжения.

Максимальное напряжение на конденсаторе связано с длительностью зависимостью

t

Выбираем U1 = 5В, U2=0В, тогда Ucm = 5В.

Выбираем R 6 = R 5 = 10 кОм,тогда С 3 = 96нФ.

Исходя из следующего, найдем R9.

Uвых = 10 В, тогда:R 9 = Ucmax*R 6 / Uвых = 5*10000/10≈ 2 кОм, берем ближайшее по номиналу

R 9 = R 10 =2 кОм

В качестве ОУ DD3 выбран 140УД7. Питание ±10В.

4.3 Выбор компаратора

В качестве компаратора DD4 используется 521СА3 для обеспечения стабильной работы ШИМ.

Технические характеристики аналогового компаратора 521СА3

Аналог LM111

Входной ток не более 100 нА

Коэффициент усиления не менее 200000

Ток нагрузки до 50 мА

Питание +5...+30 или ±3...±15 В

Области применения

Детекторы пересечения нуля

Детекторы перенапряжений

Широтно-импульсные модуляторы

Прецизионные выпрямители

Аналого-цифровые преобразователи

Резистор R12 в сочетании с диодами D1 и D2 ограничивает размах входного сигнала. Благодаря диодам в ограничиваем размах входного напряжения значениями -12,6 В до +12,6 В, условие состоит в том, что отрицательное входное напряжение не должно достигать значения напряжения пробоя (например, для диода типа КД510А это значение составляет - 50 В).

Таблица 3 Параметры выбранного транзистора

Наимен.	U обр. ,В	I пр. max, A	I обр. max, мкА	F d max, кГц
КД510А	50	0.2	5	200000

4.4 Расчет электронного ключа

В качестве ключа выбирается следующая схема:

Рисунок 9 – Схема электронного ключа

Rн =0,5 к Ом, Uвых =10В.

Iк=Uвых/Rн=10/500=50mА

По справочнику ищем транзистор, который выдержит заданный ток коллектора (0,05А). Транзистор КТ315А держит постоянный ток до 0,1 А.

Из справочника - h21э, для КТ315А

Считаем базовый ток Iб=Ik/h21э=0.05/30≈ 1,67 mA, на базу надо подводить ток не ниже 167 мкА.

R14 – согласующее сопротивление между компаратором DD3 и транзистором VT2. Выберем R16 = 200 Ом.

R вых =R 15 =500 Ом по заданию, из ряда выбираем 510 Ом. на выходе необходимо получить 10 В, тогда рассчитаем величину резистора R 14

(U пит -U вых)/R 14 =U вых /R 15 ,

откуда R 14 =2R 15 /10=102 Ом, из стандартного ряда выбираем номинал 100 Ом. Рассеиваемая мощность 10В*1.25mA≈0,0125 Вт

Таблица 4. Параметры выбранного транзистора КТ315А

5. Моделирование схемы

Выходной сигнал с генератор треугольных импульсов:

Выходной сигнал с генератора прямоугольных импульсов:

Моделируемый сигнал:

Процесс модуляции:

Период выходного сигнала:

Наименьшая длительность импульса:

Длительность должна быть равна 5,12 мкс. По графику видно, что она составляет 5,56мкс.

Наибольшая длительность импульса:

Длительность импульса должна составлять 97,37мкс. По графику видно, что она равна 97,74 мкс.

Заключение

В данной курсовой работе разработали принципиальную схему и произвели расчет схемы Широтно-Импульсного модулятора. На вход устройства ШИМ подается синусоида с частотой согласно заданию – 200 Гц, на выходе имеем преобразованный ШИМ сигнал, амплитуда которого 10 В. Диапазон изменения относительной длительности выходных импульсов данного ШИМ составляет – 0.05 ÷ 0.95. Разработанный широтно-импульсный модулятор является достаточно простым. Моделирование схемы производили с помощью пакета CircuitMaker.

Список использованной литературы

1. Альтшуллер Г.Б., Елфимов Н.Н., Шакулин В.Г. Кварцевые резонаторы: справочное пособие. М.:Радио и связь, 1984.-232с., ил.

2. Хорвиц П., Хилл У. Искусство схемотехники: Пер. с англ. – Изд. шестое. М.: Мир, 2001.

3. Лекционный курс по ЭЦиМС (преподаватель Андреев И.Б.).

4. Цифровые КМОП микросхемы, справочник, Партала О.Н. – СПб: Наука и техника, 2001. - 400 стр. с ил.

5. Л. Лабутин, Кварцевые резонаторы. - Радио, 1975, №3.

6. Генераторы прямоугольных импульсов на микросхемах КМОП. В. Стрижов,Схемотехника, 2000, № 2, стр. 28

7. Забродин Ю.С., Промышленная электроника: учебник для вузов. - М.: Высш. Школа, 1982. – 496с., ил.

1.4. Тиристоры

1.4.1. Принцип действия тиристора

1.4.2. Статические вольт-амперные характеристики тиристора

1.4.3. Динамические характеристики тиристора

1.4.4. Типы тиристоров

1.4.5. Запираемые тиристоры

2. Схемы управления электронными ключами

2.1. Общие сведения о схемах управления

2.2. Формирователи импульсов управления

2.3. Драйверы управления мощными транзисторами

3. Пассивные компоненты и охладители силовых электронных приборов

3.1. Электромагнитные компоненты

3.1.1. Гистерезис

3.1.2. Потери в магнитопроводе

3.1.3. Сопротивление магнитному потоку

3.1.4. Современные магнитные материалы

3.1.5. Потери в обмотках

3.2. Конденсаторы для силовой электроники

3.2.1. Конденсаторы семейства мку

3.2.2. Алюминиевые электролитические конденсаторы

3.2.3. Танталовые конденсаторы

3.2.4. Пленочные конденсаторы

3.2.5. Керамические конденсаторы

3.3. Теплоотвод в силовых электронных приборах

3.3.1. Тепловые режимы работы силовых электронных ключей

3.3.2. Охлаждение силовых электронных ключей

4. Принципы управления силовыми электронными ключами

4.1. Общие сведения

4.2. Фазовое управление

4.3. Импульсная модуляция

4.4. Микропроцессорные системы управления

5. Преобразователи и регуляторы напряжения

5.1. Основные виды устройств преобразовательной техники. Основные виды устройств силовой электроники символически изображены на рис. 5.1.

5.2. Трехфазные выпрямители

5.3. Эквивалентные многофазные схемы

5.4. Управляемые выпрямители

5.5. Особенности работы полууправляемого выпрямителя

5.6. Коммутационные процессы в выпрямителях

6. Импульсные преобразователи и регуляторы напряжения

6.1. Импульсный регулятор напряжения

6.1.1. Импульсный регулятор с шим

6.1.2. Импульсный ключевой регулятор

6.2. Импульсные регуляторы на основе дросселя

6.2.2. Преобразователь с повышением напряжения

6.2.3. Инвертирующий преобразователь

6.3. Другие разновидности преобразователей

7. Инверторы преобразователей частоты

7.1. Общие сведения

7.2. Инверторы напряжения

7.2.1. Автономные однофазные инверторы

7.2.2. Однофазные полумостовые инверторы напряжения

7.3. Трёхфазные автономные инверторы

8. Широтно-импульсная модуляция в преобразователях

8.1. Общие сведения

8.2. Традиционные методы шим в автономных инверторах

8.2.1. Инверторы напряжения

8.2.2. Трехфазный инвертор напряжения

8.3. Инверторы тока

8.4. Модуляция пространственного вектора

8.5. Модуляция в преобразователях переменного и постоянного тока

8.5.1. Инвертирование

8.5.2. Выпрямление

9. Преобразователи с сетевой коммутацией

10. Преобразователи частоты

10.1. Преобразователь с непосредственной связью

10.2. Преобразователи с промежуточным звеном

10.3.1. Двухтрансформаторная схема

10.3.3. Схема каскадных преобразователей

11. Резонансные преобразователи

11.2. Преобразователи с резонансным контуром

11.2.1. Преобразователи с последовательным соединением элементов резонансного контура и нагрузки

11.2.2. Преобразователи с параллельным соединением нагрузки

11.3. Инверторы с параллельно-последовательным резонансным контуром

11.4. Преобразователи класса е

11.5. Инверторы с коммутацией в нуле напряжения

12. Нормативы на показатели качества электрической энергии

12.1. Общие сведения

12.2. Коэффициент мощности и кпд выпрямителей

12.3. Улучшение коэффициента мощности управляемых выпрямителей

12.4. Корректор коэффициента мощности

13. Регуляторы переменного напряжения

13.1. Регуляторы напряжения переменного тока на тиристорах

13.2. Регуляторы напряжения переменного тока на транзисторах

Вопросы для самоконтроля

14. Новые методы управления люминесцентными лампами

Вопросы для самоконтроля

Заключение

Библиографический список

620144, Г. Екатеринбург, Куйбышева,30

8. Широтно-импульсная модуляция в преобразователях

8.1. Общие сведения

Принципы импульсного управления и модуляции рассмотрены в гл. 4 на при­мере простейшей схемы регулятора постоянного тока. При этом даны определе­ния основных видов импульсной модуляции, используемых в теории линейных импульсных систем, которые соответствуют практике управления импульсными преобразователями постоянного тока.

Однако широтно-импульсная модуляция напряжений или токов в преобразова­телях переменного тока имеет в силовой электронике несколько иное определе­ние, учитывающее особенности ШИМ при решении задач преобразования элект­роэнергии на переменном токе. Согласно определению МЭК 551-16-30, широтно- импульсной модуляцией называется импульсное управление, при котором ширина или частота импульсов или и та и другая модулируются в пределах периода основ­ной частоты для того, чтобы создать определенную форму кривой выходного напряжения. В большинстве случаев ШИМ осуществляется в целях обеспечения синусоидальности напряжения или тока, т. е. снижения уровня высших гармоник относительно основной (первой) гармоники, и называется синусоидальной. Разли­чают следующие основные методы обеспечения синусоидальности: аналоговая ШИМ и ее модификации; избирательное (селективное) подавление высших гармоник; гистерезисная или дельта-модуляция;

модуляция пространственного вектора.

Классическим вариантом организации аналоговой синусоидальной ШИМ явля­ется изменение ширины импульсов, формирующих выходное напряжение (ток) посредством сравнения сигнала напряжения заданной формы, называемого опор­ным или эталонным, с сигналом напряжения треугольной формы, имеющим более высокую частоту и называемым несущим сигналом. Опорный сигнал является модулирующим и определяющим требуемую форму выходного напряжения (тока). Существует много модификаций этого метода, в которых модулирующие сигналы представлены специальными функциями, отличными от синусоиды. В конспекте лекций будет рассмотрено несколько основных схем поясняющих эти методы ШИМ.

Метод избирательного подавления высших гармоник в настоящее время успешно реализуется средствами микропроцессорных контроллеров на основе программного обеспечения. Гистерезисная модуляция основана на принципах релейного «слежения» за опорным сигналом, например, синусоидальной формы. В простейшем техниче­ском исполнении этот метод сочетает принципы ШИМ и ЧИМ (частотно-импульсной модуляции). Однако посредством специальных схемотехнических мер можно стабилизировать частоту модуляции или ограничить диапазон ее изменения.

Метод модуляции пространственного вектора основан на преобразовании трехфазной системы напряжения в двухфазную и получении обобщенного про­странственного вектора. Величина этого вектора рассчитывается в моменты, определяемые основной и модулирующей частотами. Он считается весьма пер­спективным для управления трехфазными инверторами, в частности, при исполь­зовании их в электроприводе. В то же время он во многом сходен с традиционной синусоидальной ШИМ.

Системы управления на основе ШИМ позволяют не только обеспечить синусо­идальную форму усредненных значений основной гармоники напряжения или тока, но и управлять значениями ее амплитуды, частоты и фазы. Так как в этих случаях в преобразователе используются полностью управляемые ключи, то становится возможным реализовать работу преобразователей переменного (постоянного) тока совместно с сетью переменного тока во всех четырех квадрантах в режимах как выпрямления, так и инвертирования с любым заданным значением коэффициента мощности основной гармоники cosφ в диапазоне от -1 до 1. Более того, с увеличе­нием несущей частоты расширяются возможности воспроизведения на выходе инверторов тока и напряжения заданной формы. Это позволяет создавать актив­ные фильтры для подавления высших гармоник.

Основные определения, используемые при дальнейшем изложении, рассмот­рим на примере применения первого метода в однофазной полу мостовой схеме инвертора напряжения (рис. 8.1, а ). В этой условной схеме ключи S 1 и S 2 пред­ставлены полностью управляемыми коммутационными элементами, дополнен­ными последовательно и параллельно соединенными с ними диодами. Последова­тельные диоды отражают однонаправленную проводимость ключей (например, транзисторов или тиристоров), а параллельные обеспечивают проводимость обратных токов при активно-индуктивной нагрузке.

Диаграммы опорного, модулирующего u M (θ) и несущего u H (θ) сигналов приве­дены на рис. 8.1, б . Формирование импульсов управления ключами S 1 и S 2 осу­ществляется по следующему принципу. При u M (θ) > u H (θ) ключ S 1 включен, a S 2 выключен. При u M (θ) < u H (θ) состояния ключей изменяются на противоположные: S 2 - включен, a S 1 - выключен. Таким образом, на выходе инвертора формиру­ется напряжение в виде двух полярных импульсов. В реальных схемах для исключе­ния одновременной проводимости ключей S 1 и S 2 следует предусматривать опреде­ленную задержку между моментами формирования сигналов на включение этих ключей. Очевидно, что ширина импульсов зависит от соотношения амплитуд сигна­лов u M (θ) и u H (θ). Параметр, характеризующий это соотношение, называется индексом амплитудной модуляции и определяется по формуле (8.1):

, (8.1.)

где U M m и U H m - максимальные значения модулирующего сигнала u M (θ) и несущего сигнала u H (θ) соответственно.

Рис. 8.1. Однофазный полу мостовой инвертор напряжения: а – схема; б – диаграммы напряжения при импульсной модуляции

Частота несущего сигнала u H (θ) равна частоте коммутации f H ключей S 1 и S 2 и обычно значительно превышает частоту модулирующего сигнала f M . Соотношение частот f H и f M является важным показателем эффективности процесса модуляции и называется индексом частотной модуляции, который определяется по формуле (8.2):

При малых значениях M f сигналы u M (θ) и u H (θ) должны быть синхронизированы, чтобы избежать появления нежелательных субгармоник. В в качестве максимального значения My , определяющего необходимость синхронизации, уста­навливается М f = 21. Очевидно, что при синхронизированных сигналах и коэффициент M f является постоянной величиной.

Из диаграммы на рис. 8.1 видно, что амплитуда первой гармоники выходного напряжения U am 1 может быть с учетом (8.1) представлена в следующем виде (8.3):

(8.3)

Согласно (8.3) при М a = 1 амплитуда первой гармоники выходного напряжения равна высоте прямоугольника полуволн U d /2. Характерная зависимость относи­тельного значения первой гармоники выходного напряжения от значения М a пред­ставлена на рис. 8.2, из которого видно, что изменение М a от 0 до 1 линейно и зависит от амплитуды U am 1 . Предельное значение величины М a определяется прин­ципом рассматриваемого вида модуляции, согласно которому максимальное зна­чение U am 1 ограничено высотой полуволны прямоугольной формы, равной U d /2. При дальнейшем увеличении коэффициента М a модуляция приводит к нелиней­ному возрастанию амплитуды U am 1 до максимального значения, определяемого формированием на выходе инвертора напряжения прямоугольной формы, которое в дальнейшем остается неизменным.

Разложение прямоугольной функции в ряд Фурье дает максимальное значение (8.4):

(8.4)

Эта величина ограничивается значением индекса М а, изменяющегося в диапа­зоне от 0 до примерно 3. Очевидно, что функция на интервале а-б значений от 1 до 3,2 является нелинейной (рис. 8.2). Режим работы на этом участке называется сверх модуляцией.

Значение M f определяется выбором частоты несущего сигнала u H (θ) и сущест­венно влияет на технические характеристики преобразователя. С ростом частоты увеличиваются коммутационные потери в силовых ключах преобразователей, но при этом улучшается спектральный состав выходного напряжения и упрощается реше­ние задачи фильтрации высших гармоник, обусловленных процессом модуляции. Важным фактором выбора значения f H во многих случаях является необходимость обеспечения его значения в звуковом диапазоне частоты более 20 кГц. При выборе f H следует также учитывать уровень рабочих напряжений преобразователя, его мощность и другие параметры.

Рис. 8.2. Зависимость относительного значе­ния амплитуды основной гармоники выход­ного напряжения от индекса амплитудной модуляции для однофазной полу мостовой схемы

Общей тенденцией здесь является рост значений M f преобразователей малой мощности и низких напряжений и наоборот. Поэтом выбор M f является многокритериальной оптимизационной задачей.

Импульсная модуляция со стохастическим процессом . Использование ШИМ в преобразователях связано с появлением высших гармоник в модулируе­мых напряжениях и токах. При этом в спектральном составе этих параметров наиболее значительные гармоники возникают на частотах, кратных индексу час­тотной модуляции M f и сгруппированных около них на боковых частотах гармо­ник с убывающими амплитудами. Высшие гармоники могут порождать следую­щие основные проблемы:

возникновение акустических шумов;

ухудшение электромагнитной совместимости (ЭМС) с другими электротех­ническими устройствами или системами.

Основными источниками акустических шумов являются электромагнитные компоненты (дроссели и трансформаторы), на которые воздействуют ток и напря­жение, содержащие высшие гармоники с частотами звукового диапазона. Следует отметить, что шумы могут возникать на определенных частотах, где высшие гар­моники имеют максимальное значение. Факторы, вызывающие шумы, например явление магнитострикции, усложняют разрешение проблемы ЭМС. Проблемы с ЭМС могут возникать в широком частотном диапазоне в зависимости от критич­ности к уровню электромагнитных помех электротехнических устройств. Тради­ционно для снижения уровня шумов использовались конструктивные и технологи­ческие решения, а для обеспечения ЭМС применялись пассивные фильтры.

В качестве перспективного направления решения этих проблем рассматрива­ются методы, связанные с изменением характера спектрального состава модули­руемых напряжений и токов. Сущность этих методов состоит в выравнивании час­тотного спектра и снижении амплитуды явно выраженных гармоник за счет стохастического их распределения в широком частотном диапазоне. Такой прием иногда называется «размазыванием» частотного спектра. Концентрация энергии помех уменьшается на частотах, где гармоники могут иметь максимальные значе­ния. Реализация этих методов не связана с воздействием на компоненты силовой части преобразователей и в большинстве случаев ограничена программными средствами с незначительным изменением системы управления.

Рассмотрим кратко принципы реализации этих методов. В основе ШИМ лежит изменение коэффициента заполнения γ= t и / T n , где t и - длительность импульса; Т n - период его формирования. Обычно эти величины, а также положение импульса на интервале периода Т n являются постоянными в установившихся режимах. Результаты ШИМ определяются как интегральные усредненные значе­ния. В этом случае детерминированные значения t и и включая положение импульса, обусловливают неблагоприятный спектральный состав модулируемых параметров. Если этим величинам придать случайный характер при сохранении заданного значения γ, то процессы становятся стохастическими и спектральный состав модулируемых параметров изменяется. Например, такой случайный харак­тер можно придать положению импульса t и на интервале периода Т n или обеспе­чить стохастическое изменение последнего. Для этой цели может использоваться генератор случайных чисел, воздействующий на задающий генератор частоты модуляции f n =1/T n . Аналогичным образом можно изменять положение импульса на интервале Т n с математическим ожиданием, равным нулю. Усреднен­ное интегральное значение γ должно оставаться на заданном системой регулирова­ния уровне, в результате чего будет реализовано выравнивание спектрального состава высших гармоник в модулируемых напряжениях и токах.

Вопросы для самоконтроля

1. Перечислите основные методы ШИМ для обеспечения синусоидальности тока или напряжения.

2. В чем отличие однополярной модуляции напряжения от двухполярной?

3. Перечислите основные параметры ШИМ.

4. С какой целью используется ШИМ со стохастическими процессами?